SMPS Temel Bilgileri ve Dizaynı

[Kemal88]

Arkadaşlar bu başlık üzerinden SMPS ler ile ilgili kitaplardan öğrendiğim bilgileri paylaşmak istiyorum. Hep birlikte öğrenip fikir alışverişi yapalım istiyorum. Çünkü SMPS dizaynında çoğu etkeni göz önünde bulundurmamız gerekiyor ve ne kadar bu konu üzerinde tartışırsak kendimizi o kadar geliştiririz diye düşünüyorum. Malum giriş veya çıkış voltajı yüksek olabileceği için çoğu zaman tehlikeli olabiliyor. Beni kimse bu işin uzmanı gibi algılamasını istemem çünkü bende henüz yeniyim bu alanda. Güç elektroniğine yönelmem bitirme projemi 1kVA online ups seçmekle başladı. Bu yazıda SMPS dizayn akış diyagramına göre gitmeyi düşünüyorum.



İlk hangi topoloji nerelerde neden kullanılır ve hangi entegreler hangi topolojilerde daha iyidir bunları bildiğim kadarı ile yazıcam. Ayrıca voltaj kontrolü ile akım kontrolünün ne olduğunu hangi entegrelerde olduğunu ve aralarındaki farkı anlatmaya çalışıcam. Amacım birlikte öğrenip birlikte dizayn yapmak. Öğrendiğim herşeyi paylaşmayı seven birisiyim. Umarım size yardımı olur.

Topoloji Seçimi

Dizayna ilk önce hangi topolojiyi seçeceğimize karar vererek başlamalıyız çünkü daha sonra gelecek olan dizayn adımlarının hemen hemen hepsi topolojiye göre şekil değiştirecektir onun için uygun olan topolojiyi seçmekte kritik rol oynayabiliyor.

Topoloji seçiminde şu 4 soruyu kendimize sormamız gerekiyor.

1) Giriş ile çıkış arasında izolasyon sağlanması gerekiyor mu ? yani giriş çıkış arasında izolasyon sağlayan trafo kullanmak gerekiyor mu ? Ne kadar doğru bilmiyorum fakat giriş 40V dan yukarıda olduğu zaman izolasyonun şart olduğu kitapta yazmaktaydı. Tabi SMPS in hangi amaçla kullanılacağı da önemlidir.

2) Trafonun primer sarımında yada şok bobini üzerinde ne kadar giriş voltajı gözükecektir ? Buck, boost, buck-boost gibi devrelerde şok bobini bulunmaktadır. Yani bu bobin üzerinden geçen DC akımı desteklemek zorundadır aksi takdirde doyuma ulaşır. Flyback te ve diğerlerinde ise trafo kullanılmaktadır. Şok bobinlerinde ve flyback te ise enerji nüvede saklanmak zorundadır. Buda ferrit nüvelerde hesaba göre boşluk bırakılarak kullanılması gerektiği anlamına gelmektedir. Şok bobinleri ayrıca çıkış filtrelerinde ve series mode filter da kullanılmaktadır. Fakat buralarda ferrit harici diğer demir tozu nüvelerde aralık bırakmadan 100kHz e kadar kullanılabilmektedir.

3) Anahtarlama olarak kullanacağımı mosfet veya igbt ye gelen maksimum peak akımı nedir ?

4) Bu transistörlere gelecek olan maksimum VDS gerilimi nedir ?

Aşağıdaki resimde genel olarak bi SMPS in block diagramını göstermektedir.



Bu tablo üzerinden az çok bilgi edinebilirsiniz. Ha bu değerler limitler mi bence kesinlikle değil çünkü kimi devreler görüyorum önerilen bu değerlerin çok çok üstüne çıkabiliyor. Farklı kitaplara bile baktığınız zaman önerilen güç değerlerinin farklı olacağını göreceksiniz. E haliyle kitap yazarları bile anlaşamamışken benim bişi demem çok saçma olacaktır =)

Burada belirtilmeyen 2T forward yani 2 transistor forward, phase shifted full bridge, quasi resonant vs gibi daha bir sürü çeşitli topolojilerde yer almaktadır. 2T forward yaklaşık 1T forward ın iki katı yani 300W falan, phase shifted ise full bridge den daha fazla güç kapasitesine sahip olabiliyor ve verimliliği çok yüksek değerlere çıkabiliyor. Quasi resonant ise 250W lara kadar çıkabiliyor ve flyback den daha verimli. Yeri gelince bunlar ve diğer topolojilere de değinicem fakat en sık kullanılanlar bunlar, özellikle push pull.

Voltaj ve Akım Kontrolü Nedir ?

Arkadaşlar voltaj yada akım kontrolü seçimi aslında çok önemli çünkü geri besleme ki buda sistemin dengesini sağlayacak olan etken, bu seçime göre değişiyor. Hatta daha birçok şeyde bu seçime bağlı.

Voltaj Kontrolü

Voltaj kontrolünde, istenen çıkış voltajı ile gerçekte olan çıkış voltajı arasındaki fark, bu error diye geçer, trafonun yada şok bobininin uçları arasındaki voltajı kontrol eder.

Avantajları

Çıkış voltajını algılama olayı, sensing, daha kolaydır, Ayrıca daha az çıkış gürültüsü, daha az güç kaybı ve daha az maliyetli olabiliyor. Geri besleme de (feedback) tasarımı nispeten daha kolaydır.

Dezavantajları

Akı dengesizliği dediğimiz ve primerin uçlarına gelen voltaj her defasında aynı olmayabiliyor, yani voltaj aşağı yukarı oynadığı zaman, nüvenin içinde dolaşan akı da aşağı yukarı oynayabiliyor böylece nüve kolaylıkla doyuma ulaşıyor ve o zaman transistörlerden daha fazla akım geçerek transistörler yanıncaya kadar akım çekiyor. Akı dengesizliği voltaj kontrolünde her zaman vardır ve düzeltilmesi gerekir. Çıkıştaki yüklere karşı tepki zordur. Ayrıca giriş voltaj değişimlerine karşı tepkisi daha yavaştır.

Akım Kontrolü

Akım kontrolü voltaj kontrolünden sonra çıkmış olup, voltaj kontrolündeki problemleri düzeltmek amacı ile geliştirilmiştir. Akım kontrolünde, istenen çıkış voltajı ile varolan çıkış voltajı arasındaki fark, error, trafo primerindeki yada şok bobinindeki akımı kontrol etmektedir.

Avantajları

Tek pole barındırdığından dolayı, çok daha hızlı tepki süresine sahiptir. Giriş voltajı değiştiği zaman anlık olarak tepki verebilmektedir. Pole un ne olduğunu daha sonraki geri besleme konusunda anlatıcam. Cycle by cycle, yani devir devir, aşama aşama akım limitlemesi yaptığı için transient (ani ve geçici) akımlara karşı daha stabildir.

Dezavantajları

Toplam duty cycle oranı %50 den fazla ise, slope compensation dediğimiz, eğim kompanzasyonu yapılması gerekir aksi takdirde, istenmeyen osilasyonlara yol açabilmektedir. Slope compensation da, trafo primeri yada şok bobini üstündeki akımın peak değeri ile average yani ortalama değeri arasındaki farkı azaltmaya çalışmaktır. Geniş giriş voltaj aralığını sağlamak biraz güçtür. Düşük çıkış akımlarını kontrol etmek daha zordur.

Topolojiye Göre Uygun PWM Entegreler

Arkadaşlar piyasada birçok çeşit PWM entegre bulunmaktadır. Bunların şüphesiz en ünlüleri TL494 ve SG3525 dir. Fakat unutmamanız gereken bu iki entegrenin voltaj kontrollü olmasıdır. TL494 hemen hemen tablodaki tüm topolojileri desteklerken, SG3525 bildiğim kadarı ile push pull için öneriliyor. Öneriliyor diyorum çünkü kendi sitesinde bile bişi göremedim. Ben şahsen bu entegreleri önermiyorum çünkü hem voltaj kontrollüler hem de performansları akım kontrollü olanlara göre düşük. Fakat tabi uygun geri besleme ve dizaynla iyi bi sistem yapılabilir fakat akım kontrollüler kadar değil. UC3825 ise benim şu anlık en favori entegrem diyebilirim. Çünkü tablodaki tüm topolojiler için uygun ve akım kontrollü. Diğer önerebileceğim entegreler ise UC384X serisidir. Altta ekte vereceğim PDF de TI firmasının topolojiye göre uygun entegreleri yer almaktadır. Oraya bakarak da fikir sahibi olabilirsiniz.

Referanslar

1) Power Supply Cookbook 2nd Edition, Marty Brown, Sayfa 26, 28, 70, 72

2) Introduction to SMPS Control Techniques, Sayfa 3, 4, 5, 6, 7

Not: Vakit buldukça ara ara güncelleyeceğim.

[Flatron]

Çok güzel başlangıç .Tebrikler.
Kitap da gördüğüm en güzel SMPS kitaplarından.
Ayrıca ilerideki bölümler içinde çeviriler yapabilir işinizi hızlandırabilirim.

[Kemal88]

teşekkürler hocam. evet kitap epey guzel fakat bazi yerlerde hatalari var mesela geri besleme konusunda hatalari var, ornek dizaynlarina bakinca farkettim. daha baska cok guzel kitaplarda var onlardanda yeri geldigimde bisiler paylasicam. Ben daha cok teori ile pratigi paralel goturen kitaplari okuyorum cunku sirf teori gercek devrelerden uzak olabiliyor. cevrim icin bi daha ki sefere beraber yapabiliriz. forum uzerinden mesajlasiriz hocam. teşekkürler.

[Kemal88]

Voltaj kontrollü entegrelerin iç yapısı aşağı yukarı aşağıdaki gibidir.



Error voltajı yani error amp çıkışı istediğimiz çıkış voltajı ile varolan çıkış voltajı arasındaki fark, PWM karşılaştırıcıda yer almaktadır. Buradaki error voltajı, osilatörden gelen clock sinyali ile karşılaştırılmaktadır. Error voltajı yükseldiğinde yada düştüğünde, çıkış voltajının pulse genişliği de buna bağlı olarak yükselip azalacaktır böylece asıl amaç olan çıkış voltajının average yani ortalama değeri sabit kalacaktır. Bir devrenin voltaj kontrollü olduğunu anlamak için RC osilatörüne bakılmalıdır, eğer ki kapasitör sawtooth voltajı, yani testere şeklindeki voltajı, error voltajı ile error amplifier a gidiyorsa o devre voltaj kontrollüdür. Aşağıda örnek olarak UC3825 de voltaj ve akım kontrolünün nasıl ayırt edilebileceğini görebilirsiniz.

Gördüğünüz üzere voltaj kontrolünde 6.pindeki kapasitör 7.pini kullanarak error amplifier a giderken, akım kontrolünde ise kapasitör 7.pini kullanarak error amplifier a gitmemiştir. Yıldız işareti olan direnç ve kapasitör transient anlık ve geçici akımları önlemek içindir zira istemeden de olsa yanlışlıkla SMPS in primer akımını kısa devre gibi algılayıp kendini kapatmasını istemeyiz.



Aşağıdaki şema da akım kontrollü entegrelerin iç yapısıdır. Burada ise osilatör flip flop devresinin set pininden yani çıkışı high state yapan yani flip flop un çıkış vermesini sağlayan etkendir. Flip flop u resetleyen ise yani flip flop un çıkış vermemesini sağlayan ise error amplifier ile flip flop un arasında kalan comparator (karşılaştırıcı) dır. Eğer R reset pini yeteri kadar düşük ve S set pini yeteri kadar yüksek ise Q quit pini çıkış vermektedir, eğer R reset pini eşik voltajından fazla ve S set pini eşik voltajından düşük ise, Q quit pini çıkış vermemektedir.



Kara Kutu (Black Box)

En yukardaki mesajda en üstte yer alan akış diyagramına göre gidersek, black box yani kara kutu olayından bahsedelim. Kitabın kara kutu dediği zımbırtı aşağıdaki gibidir.



Burada resimde gördüğünüz gibi SMPS in iç dizaynını tek bir kutu gibi içerde toplayıp sadece önemli olan giriş çıkışları dışarda bırakmıştır. Burada amaç en önemli parametrelerin SMPS i nasıl şekillendirdiğini gösterip kafamızda canlandırmak ve olayı basit hale getirmektir. Çok bi esprisi yok =) Başka kitaplardan da alınabilir fakat ben bu kitapta pratik, kolay anlaşılır bi şekilde anlattığı için ve çok detaya girmediği için şimdilik yazıları bu kitaptan alıyorum.



Burada effc (est) yazan şey estimated efficiency yani tahmini verim dir. Öbür kitapta verimin daima %80 olarak almamızı uygun görüyordu hatırladığım kadarı ile fakat bu kitapta verimliliği ilk mesajdaki tablodan alabilirsiniz. Nom yazan değer nominal değerdir yani normal şartlarda olacak olan değer. k değerini ise resimde görülen topolojiye göre değişen değerleri almalısınız. Aşağıdaki tabloda ise yarı iletkenler için minimum parametreler yer almaktadır. Seçeceğini yarı iletkenler bu değerlerin üstünde olmalıdır. Daha önce dediğim gibi kitaptan kitaba bu değerler biraz farklılık gösterebilir fakat kafanızda az çok bişiler şekillendi ise bu yeterlidir. Diğer kitaplarda tüm topojiler ayrı ayrı anlatıldığında o kitaplardan tüm topolojileri almak zaman ister fakat bu kitapta hepsini bir anlattığı için hem bana hem size kolaylık olması açısından şimdilik bu kitap üzerinden gitmekteyim.




Trafo Dizaynı

Arkadaşlar alttaki yazıda ise akış diyagramının bi alt basamağı olan trafo dizaynını anlatmaya çalışıcam. Fakat malesef şu bi gerçek ki elimde yaklaşık 4-5 trafo ile ilgili çok güzel kaynak olmasına rağmen çoğunun hesapları çok farklı çıkabiliyor. Sorun şu ki sarım sayıları nüvenin içinde dolaşan manyetik akıyı belirliyor. Yani bi şekilde nüvenin doyuma ulaşıp ulaşmayacağını belirliyor. Trafo dizaynına başlamadan önce bazı temel önemli şeyleri anlatmak istiyorum.



Yukardaki grafik herhangi bi nüvedeki hysteresis döngüsünü göstermektir. İlk olarak nüvede akı oluştuğu zaman manyetik akı yoğunluğu B, X noktasından Bs noktasına çıkacaktır. Akı azaldığı zaman aşağıya doğru giden oku takip ederek -Bs noktasına ulaşacaktır. Akı artığı zaman ise yukarıya doğru çıkan oku takip ederek Bs ye ulaşacaktır. Döngü böyle devam edecektir. Hysteresis kayıplarıda bu iki grafiğin arasında kalan alan kadardır. Yani bu alan ne kadar fazla olursa hysteresis kayıpları da o kadar fazla olacaktır. Tam olarak nedeni ise şöle; ferritlerin yada herhangi bi nüvenin yapılmış olduğu metallerde (demir, nikel, kobalt ve bazı alaşımlar) manyetik akıyı yönünü gösteren alanlar vardır. Bu alanlar küçük birer mıknatıs gibi davranır. Eğer nüvenin içinde akı dolaşmazsa bu alanlar farklı yönü gösterecek şekilde hizalanır. Akı varlığında ise bu alanlar manyetik akıyı aynı yönde gösterecek şekilde hizalanır.



Manyetik akı Bs den -Bs ye yada -Bs den Bs ye her geçişinde bu alanlar sürekli farklı yönleri gösterecek şekilde hizalanır. İşte bu hizalama sırasında bu döngüdeki kayıplar oluşur. Buna hysteresis kayıpları denir.İkincisi ise eddy akım kayıplarıdır. Nüveye AC şekilde manyetik akı verilirse nüvenin sarımlarında voltaj indüklenir. Fakat bu akı aynı zamanda nüvenin içinde küçük voltajlarda indükler. İşte bu voltajlar nüvenin içinde akımın dolaşmasını sağlayarak nüvede ısıya sebebiyet veren kayıplar oluşturur. İki çeşit eddy akımı vardır. Birincisi Ia olan yani nüvenin her bir kesitinin içinde oluşan ve dolaşan akımdır. O kesitin genişlik kalınlık ve hacimsel direncine bağlıdır. İkincisi ise Ib olan yani tüm kesitin içinden geçen ve ana manyetik akının oluşturduğu akımdır. Bu da yine kesitlerin genişliği , yüksekliği, sayısı ve kesitler arası yalıtıma bağlıdır. İşte eddy akımlarını azaltmak için nüveler kimi zaman ince kesitler halinde yapılmaktadır.



Ferrit nüveler ise yüksek frekansta kullanılmasının sebebi yüksek frekansta yüksek geçirgenlik ve düşük elektriksel iletim gösterdiği için kullanılmaktadır. Elektriğe karşı düşük iletkenlik göstermesinin artı tarafı ise eddy akımlarının oluşmasınıda azaltıyor olmasıdır. İki tane ferrit türü vardır soft ferrite ve hard ferrite. Hard yani sert olanlar ferrit mıknatıs yapımında kullanılır. Bunların manyetik akı yönü kolay kolay değişmezler bunun için mıknatıs yapımında kullanılır ki, mıknatıs, mıknatıs özelliğini uzun süre korusun. Fakat özellik darbe ve ısı yoluyla kaybolmaktadır. İkincisi ise soft ferrite yani yumuşak ferritlerdir. Bunlar nüve yapımında kullanılır. Sebebi ise manyetik akı yön değişimlerine karşı düşük kayıp göstermeleridir. Bu da daha düşük hysteresis kaybı demektir. Soft olanlar mangenez çinko ferritler ve nikel çinko ferrit olmak üzere ikiye ayrılır. Farkı ise mangenez olanlar yüksek geçirgenliğe sahipken ve daha yüksek frekansta kullanılmaya müsaitken, çinko olanlar yüksek elektriksel dirence sahip olup eddy akımından oluşan kayıpları daha aza indirmektedir.



Yukardaki resimde ise iki tane hysteresis döngüsünü görmektesiniz. Soldaki boost, buck, buck-boost, 1T forward ve flyback topolojileri için, sağdaki döngü ise push-pull, 2T forward, half ve full bridge içindir. Dikkat ederseniz nüvenin hysteresis döngüsü içindeki ufak döngü soldakinde sadece yukarda kalırken yani unipolar iken, sağdakinde ise aşağı yukarı gitmektedir yani bipolardır.

Trafo Nüve Seçimi ve Dizaynı

Bildiğiniz gibi trafo SMPS de hayati rol oynamaktadır. Bu yüzden hesabı ve sarımı olabildiğince iyi yapılmalıdır. İlk olarak nüve seçimini ve bir nüveden ne kadar güç alabileceğinizi göstericem.

Atıyorum elinizde ETD59 nüvesi olsun fakat siz bundan ne kadar güç alabileceğinizi bilmiyorsunuz. Yapmanız gereken nüvenin ve SMPS bilgilerinizi aşağıdaki hesapta yerine koymanızdır.



Bmax = Max akıdır. Gauss = G
Kt = Topoloji sabitidir.
WaAc = Product area yani ürün çarpımıdır. cm^4
Wa = Nüvenin pencere alanı diye geçer yani window area. cm^2
Ac = Nüvenin kesit alanı yani cross sectional area diye geçer. cm^2
Po = Çıkışınızın gücüdür. W
Dcma = Akım yoğunluğudur. Buradaki birimi ise circular mills / amp dır. 750 cm/a veya 500 cm/a alabilirsiniz. Fakat şunu unutmayın ki akım yoğunluğunu ne kadar fazla seçerseniz trafonun ısınması da o kadar fazla olacaktır. Diğer kitapta, switching power supply design pressman kitabında 500 cm/a nın ideal değer olduğu yazmaktaydı. Diğer kitaplarda A/mm^2 yada A/cm^2 de kullanılmaktadır. 500 cm/a = yaklaşık 394 -400 A/cm^2 dir. Buradan birimleri birbirine çevirebilirsiniz. Onun için bende 500 cm/a üzerinden gidicem.



Ekte koyduğum magnetics şirketinin dökümanı yer almaktadır. Buradan tüm trafoların uzunluk, hacim gibi değerlerine ulaşabilirsiniz. Magnetics şirketi de bu dökümanı pressman ın kitabından almıştır.



Yukardaki resimde ETD49 nüvesinin WaAc değerini görebilirsiniz. Yukardaki formülde bu değeri ve diğerlerini yerine koyup Po yu bulmamız gerekecek. Bazı kitaplarda Bobbin area da vardır. Bobbin area yı WaAc/Ae denkleminden bulabilirsiniz.



Akı yoğunluğunu yani Bmax ı yukardaki grafiğe göre alabilirsiniz. Ben diğer kitapta okuduğum için 48kHz de 1600G alıyorum. Fakat frekans yükseldikçe Bmax değerini grafiğine göre azaltmayı unutmayın. P material nüvesine göre grafik çizilmiş fakat pressman ın kitabıda hemen hemen bu grafik ile aynı gitmektedir. Fakat burda denklemin doğru olduğunu göstermek için



Yukardaki tablo pressman ın kitabından alınan full ve half bridge için ETD nüvelerinin max çıkış güçlerini gösteren bi tablodur. 48kHz de ETD49 nüvesi 1229.4W vermektedir. Pressman ın kitabında da Dcma yı 500, Bmax ı 1600 almıştır. 48kHz e göre hesaplarsak ve formülde sağlamasını yapmak için yerine yazarsak;

5.72 = (Po x 500) / (0.0014 x 1600 x 48000) formülünden Po yu çekersek 1230W buluruz. Bunu yazdığımız formülün doğruluğunu göstermek için kullandım. Sizde elinizdeki nüveleri magnetics kitabından değerlerine bakarak topolojiye göre ne kadar güç alabileceğinizi bulabilirsiniz. Ayrıca ekte koyduğum ExcellentIT programı ile push pull half ve full bridge için trafo hesabını programla yapabilirsiniz. Fakat ExcellentIT programında space factor u yani nüveyi doldurma oranını (iyi sarıp sarmamaya bağlı) 0.3 olarak almış. 0.3 alınca pressman ın hesabına göre seçtiğimiz nüveler bu programdaki hesaba göre küçük kaldığı için seçilemeyebiliyor. Fakat pressman ın kitabı 0.4 olarak aldığı için daha küçük nüveler seçilebiliyor. Yani program biraz daha kötü sarım olabileceğini hesaba katarak nüve seçiyor. Yabancı forumlarda araştırdığımda programın güvenilir olduğunu söylemişlerdi.

Arkadaşlar sarım hesabını programa en yakın olan ile yapıcam. Şöle ki pressman ın kitabında, ve marty brown un kitabında bazen çok saçma değerler çıkabiliyor. Mesela marty brown un kitabında primer 18 tur fakat sekonder 0.2 falan çıkabiliyor. Tekrar tekrar hesaplamama rağmen bir türlü düzeltememiştim. Pressman ın kitabında ise sarım sayıları nispeten az çıkıyor. Bu da manyetik akıyı doğrudan etkileyebilecek bir faktör. Şimdilik farklı kaynaklardan örnek hesaplar yaparak, hepsini incelicem. Fakat büyük ihtimalle topolojiye göre farklı kaynak kullanıcam.

Magnetics Firmasının Nüve Dökümanı

https://app.box.com/s/z8nnpz15mldykgkekdo1

[Flatron]

\"Frekansı örnek olarak 50kHz alıyorum. Kt yi de full bridge için alıyorum. Değerleri yerine yazdığımızda ise hesap yanlış çıkıyor. Yarın bakıcam çünkü şu an beynim tam olarak durmuş durumda.\"

Hocam aslında formül doğru Dcma değerindeki ufak bir değişiklik sonuçları  uçuruyor
yani WaAc yi veren formül.Ancak Dcma Değerini 394 yerine 520 girerseniz(ki sınırlar içerisinde hala) sonuç doğru çıkıyor.
Aşağıda excel de yaptığım hesap ekranı var.
Burada ETD29 Nüvesi için değerler girildi
Maximum Güç(50 Khz ve Puss Pull İçin):109 Watt (Max)

WaAc=0,71 miş(Magnetics in dökümanında)
Bmax=1600 Gauss
değerler tutuyor yani

Kolay Gelsin
Düzeltme excel sayfasında üstte topoloji katsayısı yanlış kalmış alttaki değer hesaba katıldı

[Kemal88]

Trafo hesabına geçmeden continuous ve discontinuous yani sürekli ve süreksiz iletim modlarından bahsetmek istiyorum. Çünkü çıkış filtresi, flyback trafo tasarımı, buck, boost, buck-boost topolojilerindeki şok bobini ve geri besleme bu iletim modlarına göre değişiyor. İkisinin ne olduğunu ve avantajı dezavantajını alttaki yazıda bulabilirsiniz.

CCM = Continuous Conduction Mode = Sürekli İletim Modu

Sürekli iletim modunda, bobinin üzerindeki akım hiçbir zaman sıfıra ulaşmaz. Yani bir diğer deyişle bobinin üstünde sürekli bi akı mevcuttur. Anahtarlama olayı, bobinin üstünde akı ve akım varken yapılır.

DCM = Disontinuous Conduction Mode = Süreksiz İletim Modu

Süreksiz iletim modunda ise, bobinin üstündeki akıım 0 a ulaşabilmektedir. Yani bobin üstündeki akı sıfırlanmaktadır. Anahtarlama da her zaman sıfır akı ve akım varken yapılmaktadır.

BCM = Boundary Conduction Mode = Sınır İletim Modu

Bu modda ise kontrol entegresi bobin üstündeki akımı gözlemler ve sıfır olduğu anda anahtarlama işlemini yapar. Yani entegre her zaman bobin üstündeki akının sıfırlanmasını bekler.



Daha başka iletim modu çeşitleri görebilirsiniz fakat en çok kullanılanları bunlardır. Yukardaki grafikte modların farklarını görebilirsiniz.

DCM Avantaj ve Dezavantajları

DCM modunda bobin için daha küçük değerde endüktans gerekir fakat anahtarlamayı yapan transistördeki peak tepe akımı daha yüksek olur.  Sonuç olarak sarım kayıpları artar çünkü daha yüksek peak ve rms akımı sarımlardan geçer. Bu aynı zamanda giriş ve çıkış kapasitöründe daha yüksek ripple dalgalanma akımını ve voltajına yol açacaktır ve buda anahtarlamayı yapan transistöre ek baskı getirecektir. DCM in avantajı daha küçük bobin kullanması ve çıkış diyodunun tamamen kapalı duruma gelebiliyor olmasıdır. Bu sayede DCM, CCM e göre daha az EMI paraziti yaymaktadır. Ayrıca DCM, CCM de bulunan ve stabiliteyi zorlaştıran right half plane zero barındırmamaktadır. Bunun ne olduğunu geri besleme konusunda anlatıcam.

CCM Avantaj ve Dezavantajları

CCM de ise daha büyük endüktanslı bobin gerekir bu da peak ve rms akımlarının DCM e göre daha düşük olacağı anlamına gelir. Fakat DCM deki gibi akım 0 a ulaşmayacağı için, transistörün on olacağı zaman transistör üzerinde daha fazla anahtarlama kaybı olacaktır. CCM mod stabiliteyi zorlaştıran RHPZ barındırır. RHPZ ile geniş giriş voltaj aralıklarında sistemi stabilite etmek çok zordur.



Buck Converter Dizaynı



Yukardaki grafikte buck converter topolojisini görmektesiniz. Buck converter da çıkış voltajı, giriş voltajından daima düşüktür.

Discontinuous Buck Converter Dizayn Denklemleri



Maksimum endüktans:



Vd = diyot üzerindeki gerilim düşümüdür yani foward bias voltage dır. 0.7V alınabilir.



Continuous Current Buck Converter Dizayn Denklemleri



Yukardaki grafiğe dikkat ederseniz akım 0 a hiçbir zaman inmiyor. 0 a çok yaklaşabilir fakat hiçbir zaman 0 olmamalıdır.



Burda converterın çıkışından seçilecek minimum akımı belirlemeniz lazım. Bu istediğiniz bi akım miktarı olabilir. Fakat unutmamanız gereken sistemi CCM de tutabilmek için çıkıştan minimum bu akım kadar çekmeniz lazım. Çıkışa sürekli olarak minimum bu akımı çekicek şekilde bi direnç yerleştirebilirsiniz. Böylece çıkıştan istediğiniz kadar akım çekebilirsiniz ve sistem sürekli CCM de kalacaktır  fakat direncinde güç harcayacağını unutmayın. Bu bahsettiğim minimum akım olayı tüm CCM lerde mevcuttur.



Boost Converter Dizaynı

Boost converter da çıkış gerilimi girişten her zaman yüksektir.



Discontinuous Current Boost Converter Dizayn Denklemleri





Continuous Current Boost Converter Dizayn Denklemleri





Inverting Buck - Boost Converter Dizaynı



Buck-boost converter da giriş çıkıştan yüksek yada düşük olabilir, çıkış gerilimi negatif yada pozitif olabilir. Fakat buradaki negatiftir.

Discontinuous Current Inverting Buck-Boost Dizayn Denklemleri





Continuous Current Inverting Buck-Boost Dizayn Denklemleri





Isolated Buck-Boost (Flyback) Converter Dizaynı

Bu topolojinin diğerlerinden farkı izolasyon sağlar ve ayrıca birden çok çıkışı da destekler.



Discontinuous Current Flyback Dizayn Denklemleri





Continuous Current Flyback Dizayn Denklemleri





Örnek Dizayn - Discontinuous Current Flyback Converter Trafo Tasarımı



Burada bazı değerleri kendi dizaynınızda değiştirin. Mesela efficiency verimliliği en yukarda verdiğim tablodaki değerleri girebilirsiniz yada hepsi için %80 alabilirsiniz. Ku dediği nüveyi doldurma oranını 0.3 olarak alın. Dmax ve Dw değerlerini topolojiye göre hesaplayacaksınız. Bmax değerini yukarda verdiğim B-f yani akı-frekans eğrisine göre alıcaksınız.

İlk adım uygun kabloyu seçmekte bunu belirleyen aslında skin effect yani deri etkisi olayıdır. Frekans arttıkça akım kablonun kenarlarına doğru kaymaya başlar ve kablonun ortasından akım geçmez fakat buna karşın eddy akımlarının oluşması için alan oluşur ve eddy akımları yani girdap akımları ana akıma ters bişekilde kabloda dolaşmaya başlar bu yüzden ana akım azalır. Bunu önlemek için sadece ana akımın dolaşacağı kadar kalınlıkta bi kablo kullanmak gerekir.



Wire diameter dediği kablonun çapıdır ve bu kullanmamız gereken max kablo çapını belirler.

Aw yani kablo kesit alanı ise 0.00137cm^2 çıkar. Aşağıdaki AWG yani American Wire Gauss tablosunda bare area yani çıplak kesit alanına bakarsak;



26 # nolu AWG kablosunun kesit alanının bizim için uygun olduğu görülür çünkü kablonun kesit alanı bulduğumuz kesit alanını geçmemelidir.





Yukarda paylaştığım WaAc formülünde değerleri girerek uygun bir tane nüve seçiceksiniz. Fakat seçtiğimiz nüve bulduğumuz WaAc değerinden biraz büyük olabilir. Çünkü amatör sarımlarda seçilen nüve küçük gelebilir. Ku değeri 0.3 e çok yakın çıkarsa bi büyük nüveyi seçmekte yarar var. Energy formülüne kadar ki olan, yani Energy formülünün yukarısındaki formüller topolojiden alınmaktadır. Diğer altta kalanlar ise tüm topolojilerde aynıdır.

Bu WaAc değerine göre EFD-20 nüvesini seçtiğimizi varsayalım.



Nüvenin özellikleri yukardaki gibidir. Sizde seçtiğiniz nüvenin özelliklerini ekte verdiğim magnetics kataloğunda bulabilirsiniz. Bu değerlerin bi kısmını magnetics in dökümanında bulabilirsiniz bulamadıklarınızı \"Transformer and Inductor Design Handbook - 4th Edition\" kitabının 116-147. sayfaları arasında bulabilirsiniz.

J yani akım yoğunluğunu 394 A/cm^2 yada Dcma olarak 500 cm/A olarak alabiliriz. Bu değerlerin altında paralel tel sayısı çok artacaktır, yukarısında ise ısınma artacaktır. Onun için bu değerler fansız sistemlerde önerilen değerlerdir. Kitap hesaplamasında 367 A/cm^2 bulmuş ve onu kullanmış.



Apw primerdeki toplam kablonun nüvede kaplayacağı alandır. Tüm kablonun kesit alanıdır. S yani strand paralel kullanılacak olan tel sayısını belirler. Primer ve sekonder olduğu için Wap yada Wa yada area product ikiye bölünmüş primer için yarısı kullanılmıştır. Flyback harici diğer, buck,boost, buck-boost topolojilerinde Wa ikiye bölünmemektedir. N tur sayısı ve lg de nüvede bırakmamız gereken boşluk miktarıdır.





Kenardan tamamlayan akılar fringing saçak akılardır.

Boşluk bırakılan nüvelerde fringing flux yani saçak akı olayı vardır. Akı kendini havadan tamamlamaya çalışır ki buda verimliliği düşürüp nüveyi doyuma ulaştırabilir. F fringing flux faktörüdür. Bpk akının peak değeridir. 1345 değeri AWG tablosundan alınan 26# nolu kablonun cm ye göre mikroohmluk direncidir.



Rrp primerin toplam sarım direncidir. Pp primerdeki toplam ısıya dönüşen güç kaybıdır. Nso1 1.çıkışın sarım sayısı olup Iso1 de 1.çıkışın akımlarıdır. Aswo1 aynı şekilde 1.çıkışın toplam kesit alanıdır. Snso1 ise paralel tel adedidir. So1 mikroohm/cm ise o çıkışın cm başına mikroohm direncidir.







Pcu bakır kayıplarıdır. Ku window utilization factor diye yani pencere kullanım faktörü gibi bişeydir. Ben hatırlarsanız 0.3 seçin demiştim eğer bu 0.3 den büyük çıksaydı o zaman seçtiğimiz nüveyi kullanamazdır çünkü küçük gelirdi. Bu bi nevi seçtiğimiz nüvenin uygun olup olmadığının sağlamasını yapmak gibidir.



Alfa regülasyondur, WK watts per kilogram diye geçer. Pfe = çekirdek kayıplarıdır yani hysteresis ve eddy kayıplarının toplamıdır. Unipolar sistemlerde Bac = Bmax / 2 dir yada Bmax / 2 den küçük olabilir. Fakat bipolar sistemlerde Bac her zaman Bmax a eşittir.



W gibi olan şey watt density watt yoğunluğudur. Trafonuzun ne kadar sıcaklığa ulaşacağını aşağı yukarı tahmin edebilirsiniz fakat türkiye deki nüveler datasheetlere ne kadar sadık kalır orası artık allaha emanet. At değerinide nüvelerin sayfalarından yani 116-147. sayfalardan bulabilirsiniz.

Şimdilik bunlar devamı gelicek.

[Kemal88]

Arkadaşlar arada bazı yanlışlar var onları düzeltmek istiyordum fakat mesajlarda düzeltme yapılmıyor. Aslında yanlış değil fakat trafo hesabında kafanızın karışacağını düşünüyorum. Bunun için farklı 3-4 kaynaklardan excel de trafo ve şok bobin hesabı yapıyorum. Bittiği zaman burdan yada başka bi konu açarak paylaşıcam. Yani bu kadar hesap kitap işine girmeyeceksiniz. Ayrıca tek excel de farklı kaynakları toplayıcam bu sayede kaynaklar arasında ne kadar hesap farkı var görebileceksiniz. Yani tüm kaynaklardan aynı anda hesap yapabileceksiniz. Şok bobinlerde nüve saklanacak enerjiye göre seçiliyor, fakat flyback ve diğer enerji saklanmayan normal ferrit trafolarda, nüve güce göre seçiliyor. Bunun da altını çizmek isterim.

Trafo hesaplarını burdan anlatmayı bırakıyorum çünkü farklı kaynaklarda farklı hesaplar kullanıyor ve hepsini buraya koyarsam kafa karışıklığı olacağı kesin. Dediğim gibi tüm kaynaklardaki hesapları tek excel de toplayıp paylaşıcam onun daha yararlı olacağını düşünüyorum kaynaklar arasındaki farkı görmek açısından.

Ayrıca şunu da farklı bi kitaptan öğrendim. Ku dediğimiz nüveyi doldurma oranını buck, boost, buck-boost gibi tek sarımlı topolojilerde Ku yu 0.6 olarak alabileceğimizi öğrendim. Çünkü şok bobini olduklarından dolayı sadece tek sarım olacak sekonder olmayacağı için nispeten daha küçük nüveler seçilebilecek. Ku 0.3 yada 0.4 alınabilir sadece nüveyi daha büyük seçmiş oluruz. Kimi kaynaklarda hep 0.4 alırken kimisinde topolojiye göre değiştirebiliyor.

Bende kararsız kalıp okuyucuları yanlış yönlendirmekten korktum ve konunun kaldırılmasını istedim fakat bişiler paylaşmadan da duramıyor insan alıştığında 

Çıkış Filtre Hesapları

Buck, boost, buck-boost gibi izolasyonsuz topolojilerde çıkış şok bobin hesabı yukarda daha önce verdiğim denklemlerle yapmıştık. Yani daha önce bu 3 topoloji için yaptığımız şok bobin hesapları aynı zamanda çıkış şok bobini olmuş oluyor. Asıl hesaplanması gereken izolasyonlu, trafo kullanan topolojilerdir bunlar da 1T forward, push-pull, half ve full bridge dir. CCM olarak tasarlanan çıkış şok bobinin üstündeki akım aşağıdaki gibi olmalıdır.



1T ve 2T Forward Çıkış Filtresi Hesabı

Kitaplarda okuduğum üzere, çıkış filtresi hesabında endüktans ve kapasitans denklemleri topolojiden topolojiye değişiyor. Endüktans hesaplandıktan sonra geri kalan formüller aynı oluyor.



Idc = Çıkıştan çekilecek minimum akım. A
dI = 2Idc = 0.1 x Imax. dI değerini çıkışta çekilecek maksimum akımın, maksimum %10 u kadar alabilirsiniz. Delta I olarak da geçer. Tepeden tepeye ripple akım değeridir.
Ro = Çıkış kapasitöründeki ESR değeri. R
Vor = Çıkış voltajındaki dalgalanma, ripple değeri. V
Vo = Çıkış voltajı. V
T = Periyot. sn
L1 = Endüktans birimi H dir.

Burdaki periyot anahtarlama frekansının çarpmaya göre tersi yani 1/f dir.

Yukardaki denklemlerde 1T ve 2T forward topolojileri için çıkış endüktans ve kapasitans değerleri hesaplanmaktadır. Idc denilen akım SMPS in çıkışından çekeceğiniz minimum akımdır. Eğer bu akımdan daha düşük bi akım çekerseniz CCM olan endüktanstaki akım DCM e dönüşecektir. Bunun olmaması için minimum akım belirlenmeli ve o akımdan daha düşük bi akım çıkıştan çekilmemelidir. Peki neden CCM de, DCM değil derseniz onu bende bilmiyorum. Yani kitaplara baktığım zaman kimi topolojilerde çıkış şok bobinleri için CCM hesabı yaparken diğerlerinde DCM olarak alıyor. Ben şimdilik kitaplara sadık kalmayı düşünüyorum. ESR değeri kapasitörün içindeki kapasitöre seri olarak düşünebileceğimiz iç dirençtir. Aslında çıkıştaki voltaj dalgalanmasını belirleyen en önemli faktör budur. Çünkü ESR direncinde, kapasitörden her akım çekildiği zaman bir voltaj düşümü olacağı için buda direk çıkışa yansıyacaktır. Daha düşük ESR daha az ripple demektir. ESR yi azaltmak için düşük ESR kapasitör alabilir yada hesaptaki değeri tutacak şekilde paralel kapasitörler bağlayabilirsiniz. Çıkış kapasitöründeki ESR değeri ne kadar olmalı derseniz. Ro yu denklemde yalnız bırakın ve denklemi çözün. Fakat çıkan Ro değerinden daha düşük bir ESR kapasitörü almalısınız aksi takdirde ripple değerleri hesaba uymayacaktır.

Birde RoCo çarpımı bir sayı var o sayı 50x10^-6 ile 80x10^-6 arasında değişiyor. Fakat kitap forward converter için 65x10^-6 yı uygun görmüş.

Tur sayılarını ve kablo kesitini bulmayı en sonda bulabilirsiniz.

Push - Pull, Half Bridge, Full Bridge Çıkış Filtresi Hesabı

Arkadaşlar bu 3 topoloji için aynı hesaplar kullanılıyor. Onun için hesapları tek konu altında birleştirebiliriz.



Lo nun birimi H olarak çıkar.

Idc de yine çıkıştan çekilecek minimum akımdır. Dalgalanma ripple akımına dI dersek dI = 2Idc dir. dI değerini çıkıştaki maksimum akımın, maksimum %20 si olacak şekilde yani 0.2 x Imax şeklinde alabilirsiniz. Ne kadar düşük akım çekeceğinize bağlı olarak Idc yi yada dI yı düşürebilirsiniz fakat bununla beraber endüktans ve sarım sayısının artacağını unutmayın.

Vr de çıkış voltaj dalgalanmasıdır.

Burda da RoCo katsayısını 80x10^-6 olarak almıştır.

Tur Sayıları ve Kablo Kesitini Bulma

Bu konuda ferrit nüveleri kullanarak şok bobin tasarımını tamamlamış olucaz. Fakat hesaplamaları yapmadan önce şu varsayımları yapmakta fayda olacaktır.

1) Ferrit nüve kullanılacaktır ve hesaba göre nüvede boşluk bırakılacaktır.
2) 0.25T ladan fazla Bmax değeri alınmayacaktır.
3) Şok bobinleri coupled inductor olmadıkça Ku değeri 0.6 olarak alınacaktır. Bu nüvenin %60 ını sarımla dolduracağımız anlamına gelir. Coupled inductor lar için ise Ku değeri 0.3 yada 0.4 alınabilir. 0.3 seçersek daha büyük nüve seçmemiz gerekirken 0.4 seçerek nüveyi küçültebiliriz. Tabi bunlar biraz da sarım kalitesine bağlı olmaktadır. Coupled inductor dediğimiz şeyler yine birer şok bobinidir fakat bu bobinler aynı voltajda olup farklı polaritede olan iki voltajı çıkışını stabil hale getirmek için ve çıkış voltajını daha iyi sabit tutabilmek için kullanılır. + voltaj çıkışları geri beslemeden yararlanırken - ler geri beslemeden yararlanamazlar bunu düzeltmek için aynı voltajda olan + çıkışın şok bobini ile ortak nüveye sarılır. Böylece + ve - çıkışın şok bobinleri aynı akıyı paylaşır ve + çıkış stabil kaldığı sürece - de stabil kalacaktır, kalmazsa bile kalmaya çalışacaktır =) Ortak akıyı paylaşan coupled inductor konusunu bu konudan sonra anlatıcam.



Daha önce dediğim gibi şok bobini hesabında, nüve güce göre değil akıma yada depolanacak enerjiye göre seçilir.

L = L1 = Lo = H
I = Ipeak = A
Bm = maksimum 0.25T. Daha düşük alabilirsiniz fakat sarım sayılarının artacağını unutmayın.
J = akım yoğunluğu. Birimi ise A/cm^2 dir. Siz bunu 394A/cm^2 alabilirsiniz.
Ap = Area product yani alan çarpımıdır. İlk başlardaki WaAc nin ta kendisidir.

Bulduğunuz Ap değerini magnetics firmasının dökümanında bulduğunuz Ap değerinden biraz daha yüksek olacak şekilde nüve seçebilirsiniz.

İlk yapmamız gereken Ipeak akımını bulmak.

Ipeak = Imax + dI/2 dir.

Bulduğunuz bu akım değerini formülde I yazan yere koymanız ve daha önce topolojiye göre yukarda bulduğumuz L endüktans değerini formülde yerlerine koymanız yeterlidir.

Nüveyi seçtikten sonra diğer hesaplara geçersek;



Ipm = Ipeak değeridir.
Ae = Nüvenin kesit alanıdır. Magnetics in dökümanında bulabilirsiniz. Birimi cm^2 dir.
Ax = Sarımda kullanılacak kablonun kesit alanıdır. Birimi mm^2 dir.
Aw = Nüvenin içinde yer alan sarım alanıdır. Wa diye geçer.
Ku = Nüve sarım sabitidir. Tek sarım olacaksa 0.6, çift olacaksa coupled inductor gibi 0.3 veya 0.4 alınabilir.
N = Nmin, tur sayısı.
lg = toplam hava boşluğu, birimi mm dir.
μ0 = geçirgenlik katsayısı, 4pi x10^7 dir.
μr = 1 havanın geçirgenlik katsayısıdır.

Daha önce dediğim gibi elimdeki tüm kitaplardan aldığım trafo ve şok bobin hesaplarını tek excel programında toplayıp sizlerle paylaşıcam.

Deri etkisi (skin effect) yüzünden dolayı kablo kesitini paralel daha küçük teller halinde yapabiliriz. Nasıl hesaplanacağını daha sonraki mesajlarda  paylaşıcam.

[Kemal88]

Çıkış Filtresi için Coupled Inductor

Coupled inductor dediğimiz olay, birden çok sarımı aynı nüve üzerinde, nüvenin içinde dolaşan akıyı destekleyecek biçimde sarmaktır. Neden altını çizdin derseniz, çünkü iki zıt yada aynı yönde akımın, nüvenin içinde aynı yönde akıyı destekleyecek şekilde sarılması lazım aksi takdirde akılar birbirini yok edicektir. Birbirini zıt şekilde akı üreten sarımlar EMI filtresinin common mode filter kısmında kullanılmaktadır. Bu kısımda sarımlar farklı yönlerde akı üretecek şekilde sarılırlar ki common mode parazit oluştuğu zaman öbür sarımda faz farkı oluşarak parazitin faz farkı olanla birbirini yok etmesi amaçlanır. EMI filtresinin daha sonraki aşamalarda anlatılacaktır.

Bu arada couple eş, ortak anlamına gelmektedir.



Resimde iki farklı polaritede olan çıkışın nasıl sarılması gerektiğini göstermeye çalıştım. Resime bakarsanız, iki farklı sarımın toroid nüve üstünde farklı sarıldığını fakat aynı yönde akı üretecek şekilde birbirini desteklediğini göreceksiniz. Bunu en iyi anlamının yolu, akımın sarıma girdiği noktadan, yani nokta olan yerden, sarımı sarım yönünde sağ avuç içi ile kavramaktır. Sarım nüvenin üstünden dolaşıyorsa parmaklarınızı nüveyi üstten kavrayacak şekilde, sarım nüvenin altından dolaşıyor ise nüveyi alttan kavrayacak şekilde tutulur. Baş parmağınız da nüvede dolaşan akı yönünü gösterecektir. İki farklı sarım için yaptığınız zaman, iki sarımın akıyı desteklediğini göreceksiniz.

Coupled Inductor Avantajları ve Dizaynı

Coupled inductor konusunu detaylı olarak anlatan SMPS kitabına denk gelmedim. Fakat TI firmasının bi app note dökümanında kısa ve öz olarak bi kaç paragraf anlattığını gördüm.

Coupled inductor kullanmanın birçok avantajı vardır. Cross regulation sağlar yani bir çıkıştaki değişimin diğerindeki etkisini minimuma indirir. Sürekli olarak bu iki farklı çıkışı daha doğrusu sarımın yapıldığı iki farklı olan çıkışları aktif olarak regülasyonunu sağlar. Aynı yada farklı polarite olabilir. Fakat + voltaj geri beslemeden yararlanırken, - olan + nın geri beslemesinden coupled inductor yoluyla sağlanmaya çalışır. Coupled inductor ayrıca nüvenin doyuma gitme oranını da düşürür, 2 farklı nüve sarımına göre daha düşük maliyetlidir ve daha küçüktür.

Dikkat edilmesi gerek nokta, trafodaki sekonder sarımlar oranını, coupled inductor sarımında da kullanmaktır. Yani, sekonder çıkış sarım oranı 2:1 ise, daha yüksek voltaj veren çıkışın sarımı da düşük olana göre 2 kat fazla olması gerekir.

Hesap olarak yukardaki çıkış filtresinden farklı bi hesabı en azından bildiğim ve okuduğum kadarı ile yoktur. Değişik sarım teknikleri kullanılabilir mesela bifilar dediğimiz iki farklı çıkış telini aynı anda birbirine çok yakın sarmak gibi. Böylece eşleşme yani ortak akıyı kullanma oranları daha yüksek olacaktır. Sarım tekniklerini daha sonraki konularda görebileceksiniz.

[Kemal88]

Rectifier, Doğrultucu Dizaynı



Yukarda bir SMPS in giriş kısmını görmektesiniz. L1, L2, L3, C1, C2, C3, C4 komponentlerini şimdilik göz ardı edin. Bunlar daha sonra EMI dizaynında anlatılacaktır. Şimdilik odaklanmamız gereken girişteki voltaj kaynağına seri olan Rs\' direnci ile NTC den sonraki doğrultucu rectifier devresidir. Rs\' direnci şebekedeki direnç diyebiliriz ve bu bizim elimide olan birşey elbette değildir. Dikkat ederseniz LK1 anahtarı ile giriş voltajı 120V ve 240V olduğu zaman, uygun voltaja göre SMPS i çalıştırabiliriz. Fakat rectifier kısmınında bu iki voltaja göre dizayn edilmesi gerekir. 120V da çalışabilmesi için herhangi bi yolla, LK1 in kısa devre edilmesi gerekir. Böylelikle D3 ve D4 reverse biased de kalarak etkisiz hale gelirler. Bu konfigürasyonun ismi voltage doubler yada voltaj katlayıcı, çiftleyici diye geçebilir. Şebeke 120V olduğunda, LK1 kısa devre yaptırılır. D3 ve D4 reverse biased olur. Şebeke frekansının her cycle her pozitif ve negatif kısmında, şebeke sıra ile C5 ve C6 yı şarj eder. Fakat bu iki kapasitör ayrı ayrı şarj olur. Yani 120V + 120V olarak şarj olurlar. Tabi 120V un doğrultulmuş hali yani DC hali kapasitörlerde şarj olur. Çıkış voltajıda bu iki voltajın toplamıdır. Yani iki şarj olmuş DC voltaj barındıran kapasitörün seri halde voltajlarının toplamı olur. Böylelikle şebeke 120V iken çıkışı yine yaklaşık 310VDC olur.

Inrush Akımı

Inrush akımı, kapasitör ve trafo olan sistemlerde, sistemin ilk açıldığı zamanki çektiği peak, anlık, geçici transient akımıdır. Bu akım çok yüksek değerlere çıkabilir ki bu da giriş kısmındaki komponentlere zarar verebilir. Bunu önlemek için NTC thermistor dediğimiz ısıya göre direncini azaltan böylelikle akımı düşük bi amperde sabitleyen dirençler kullanılır. Tam emin olmamakla birlikte 100W a kadar olan sistemlerde NTC thermistor ü tek başına kullanılabilir fakat 100W dan güçlü olan sistemlerde triac, SCR yada röle ile devre dışı bırakılması lazım aksi takdirde NTC direncinde sürekli olarak I^2 x R olarak bi güç kaybı yaşanacaktır. NTC yi devre dışı bırakacağımız zamanlamanın iyi ayarlanmış olması gerekmektedir. NTC erken devre dışı bırakılırsa, inrush akımları engellenemez, geç devre dışı bırakılırsa kapasitörler biraz daha geç şarj olur. Optimum zamanlamayı ileride anlatmayı düşünüyorum.

Giriş Akımları ve PF Düşüklüğü



Yukardaki resimde bir SMPS in doğrultucu kısmında kullanılan diyot ve kapasitörlerin çektiği akımların dalga şekillerini görebilirsiniz. Burada, kapasitörlerin sadece t1-t2 zaman aralığında şarj olurken şebekeden akım çektiğini ve PF nin yani power factor ın, güç faktörünün bu yüzden düşük olduğunu anlayabilirsiniz. Şunu unutmayın ki şebekeden çekilen akım sinüsten ne kadar uzak olursa, güç faktörüde o kadar düşük olacaktır. Güç faktörünü yükseltmek yada 1 e yaklaştırmak için sürekli iletim modu kullanan boost PFC devresi, EMI filtresinden sonra konulabilir. Böylelikle şebekeden doğrultulmuş AC akımı çekip, PF yi 1 e yaklaştırabilirsiniz.



Pin = Giriş gücüdür. Tablodaki topoloji değerlerine göre alabilirsiniz. Bazı kitaplar hep %80 alırken diğerleri topolojiye göre değiştirmektedir. W

Vin = Şebeke voltajıdır. RMS

Ie = Efektif giriş akımıdır. Giriş akımının aktif, gerçek gücü üreten akımıdır. RMS

pf = Güç faktörüdür. Yaklaşık olarak 0.63 alabilirsiniz.

Iin = Girişten çekilen akımın RMS değeri.

Kapasitör Ripple, Dalgalanma Voltajı

Kapasitördeki ripple voltajını, off-line SMPS lerde %5 ile %8 arasında, bazı kitaplarda bu max %10, DC-DC SMPS lerde ki bu kimi kitaplarda on-line diye de geçer, bunlar DC den DC ye çeviren, şebekeyi kullanmayan yada şebeke ile arasında başka bir DC kaynak bulunanlarda, %10 ile %50 arasında alınır.

Dizayn Aşamaları

İlk önce rectifier diyotları, Io (ortalama forward akımı), IFSM (anlık, inrush akımı), VR (DC blokaj voltajı) ve PD (power dissipation, güç dağılımı) ye bakılır. Inrush akımları average, ortalama RMS giriş akımlarından 10 kat daha büyük olabilir. Bu tamamen deşarj olmuş kapasitörün, voltajındaki anlık değişim sonucu çektiği yüksek akımdır. Cold thermistor dediğimiz, thermistor ün soğuk haldeki değeri genelde 6R ile 15R arasında seçilebilir. Enerji geldikten sonra ise bu değer 0.5R ile 1R arasında düşmektedir. Diyottan geçen peak akımları ise, diyotun üstünden geçen averaged DC akımın 5 kat fazlası olabilir.

VR >= 1.414 x Vin(p-p)(max)

IF >= 1.5 x Iin(DC)(max)

IFSM >= 5 x IF (forward current)

>= büyük eşittir.



fin = Offline SMPS ler için şebeke gerilim frekansı.

Vin = Şebeke geriliminin doğrultulmuş minimum peak değeri.

Vripple = Çıkış DC gerilimindeki istediğimiz peak to peak, tepeden tepeye dalgalanma ripple değeri.

off-line SMPS lerde kapasitör voltaj değeri Vw > 1.8Vin(rms)
on-line SMPS lerde ise bu değer Vw > 1.5Vin(peak,max) olarak alınır.

Giriş kapasitörleri ESR değerleri düşürülebilmek için paralel olarak bağlanmaldır. ESR değerini ise çıkış filtre kısmında anlatmıştım. Oradan bakabilirsiniz. Ayrıca giriş kapasitörlerinin herbirine paralel olarak yaklaşık 0.1uF lık seramik kapasitörü, yüksek frekanslı giriş ripple akımlarını engellemek için kullanabilirsiniz.

Anlık olarak gelen, voltaj transient yüksek gerilimleri için MOV yani metal oxide varistor kullanabiliriz. Bu komponent seçilen voltaj aralığının altında iletimde değildir fakat voltaj değerine eşit yada yüksek transient gerilimi geldiği zaman direnç göstererek, anlık gelen voltajın sabit kalmasına yardımcı olur. Fakat, örnek olarak 180V luk MOV, transient gerilimin gelmesi ile 230V a çıkabilir. Hiç kullanılmadığı durumlarda ise SMPS giriş gerilimi 230V dan çok daha yüksek voltaj değerlerine ulaşılabilir. MOV voltajı şebekedeki izin verdiğimiz en yüksek değerdeki AC voltaj değerinden yüksek olmalıdır aksi takdirde, normal durumlarda sürekli aktif hale gelecektir. Mesela, 110V luk şebekede, MOV voltajı 180 ile 200V olarak alınmaktadır. 220V luk şebekede ise tam emin olmamakla birlikte MOV voltajı 360 ile 400V arası alınabilir. Bu arada MOV, bazı durumlarda overvoltage suppressor olarak geçebilir.



Kapasitörlere paralel bi direnç yerleştirmeniz güvenliğiniz açısından iyi olacaktır. Aksi takdirde şebeke voltajı kesildiğinde, kapasitördeki voltaj uzun süre deşarj olmayabilir. Dikkatsizlik sonucu bu kapasitörlere dokunmanız istenmeyen sonuçlara yol açacaktır. Bunu önlemek için kapasitörlere ek olarak paralel direnç eklemelisiniz. Bu dirençler ile kapasitörün şebeke olmadığında ne kadar uzun süre voltajını koruyacağını deşarj olacağını belirlemiş olursunuz. Ekteki excel de bunu kolay bi şekilde hesaplayabilirsiniz.

En başa hattın faz, phase kısmına koyacağınız sigorta için ise Iin(rms) akımından %50 yüksek değerde bi sigorta eklemelisiniz. Kitapta bu aralık aging effects diye geçiyodu fakat bu sanırım sigortanın zamanla eskimesi ile alakalı bi durum. Başka bi açıklama henüz kitaplarda bulamadım. Sigortayı düşük değerde seçerseniz sürekli atabilir, yüksek seçerseniz komponentleriniz zarar görebilir.

Örneğin Iin(rms) akımı 20A ise, sigorta seçimi 20 + 20 x 0.5 den 30A olmalıdır.

[Retona]

Selamün aleyküm.

Çok iyi olmuş  hatta harika olmuş.

Açık dil ile yazıyorum. Amele gibi trafo sarıp duruyordum. 5 adet entegre imha ettim.Her gün bilgisayarcılara gitip \"Abey hurda pcps varmı  \" Diyordum. Güzelce okuyalım öğrenelim. Gözü bağlı çalışacağımıza bilerek çalışalım. Elninize sağlık. Takipteyim

[Kemal88]

Selamün aleyküm.

Çok iyi olmuş  hatta harika olmuş.

Açık dil ile yazıyorum. Amele gibi trafo sarıp duruyordum. 5 adet entegre imha ettim.Her gün bilgisayarcılara gitip \"Abey hurda pcps varmı  \" Diyordum. Güzelce okuyalım öğrenelim. Gözü bağlı çalışacağımıza bilerek çalışalım. Elninize sağlık. Takipteyim

a.s cok teşekkür ederim. elimden geldigince iyi anlatmaya calisiyorum. trafo anlatimini tam tamamlamadim cunku kitaplarin hesaplari farkli bi sekilde cikabiliyor. farkli kitaplardan trafo hesaplarini excelde bir araya getiricem siz direk ordan hesaplicaksiniz hesap kitap ile ugrasmayacaksiniz fakat istendigi zaman referanslari sizlere gostericem.

[Retona]

a.s cok teşekkür ederim. elimden geldigince iyi anlatmaya calisiyorum. trafo anlatimini tam tamamlamadim cunku kitaplarin hesaplari farkli bi sekilde cikabiliyor. farkli kitaplardan trafo hesaplarini excelde bir araya getiricem siz direk ordan hesaplicaksiniz hesap kitap ile ugrasmayacaksiniz fakat istendigi zaman referanslari sizlere gostericem.

bir kaç soru sormak istiyorum:

Olması gerekenden fazla kalınlıkta tel sarmak nelere sebebiyet veriyor ?
örnek olarak: çıkışda 0,50mm tel kullanmamız gerekirken, 0,75 mm kulladık. Akımdan başka ne gibi sorunlar doğurur.

Normalde hesaplama yapıp sardığımızda çıkış voltajını max duty de olacak şekilde sarıyoruz. Geri beslemesi voltaj kontrollü olduğu için, Akım çekildikçe bir düşüm meydana geliyor ve duty artarak dengeleniyor.

Geri beslemenın arızalandığını düşünürsek ki bundan dolayı 5 entegre sizlere ömür Çıkış voltajı aşırı derecede yükseliyor. Neden sorusu var aklımda. Yani 30 khz de çalışan bir sistem bu frekans ve tam duty  (%48 - %48 push pull)  en fazla hesaplanan kadar çıkış voltajı vermesi gerekmezmi ?

Şöyle pekiştireyim. Saç nüveli bir trafo sararken örnek veriyorum: 220 v giriş 40 v çıkış alacağız. Ne olursa olsun 40 v üzerinde çıkış almayız frekans değişmediği sürece bu böyle. Neden aynı şey sm sistemlerde olmuyor ? burada da frekans değeri sabit kalıyor.

Programın yanında sarım hesaplamalarını anlatacaksınız değilmi ? Beceremesek de bilgi sahibi olalım.


------------------

Ekleme:

Bizim standart hesaplamada şöyle bir şey fark ettim. Normalde sac nüveli trafoların hesabında kullandığımız formule ek olarak topolojinin kat sayısını eklerdik. Ama duty değerini hesaplamazdı.

Şöyle bir şey denediğimde doğru sonuç verdiğini fark ettim

çıkış voltajım = 40 v
Bmax = 1500
F = 26 khz
Ac = 0.93 cm2
K = 4
Nüve = EI 33

(40x10^8) / (1500x26000x0.93x4)x(1.020) = 56.24 = 57 Ns

en sondaki 1.020 ise duty değerinden kalan. Max duty 0.480 ise kalan 0.20\'lik payı bu şekilde formüle eklediğimde program ile birebir sonuç aldığımı fark ettim deat time\'ın düşük olduğunu sayarsak. Şu ExcellentIT programı ile kıyas yapıyordum. Belki bir faidesi dokunur.






 

[Kemal88]

Satırlarca yazı yazdım yanlışlıkla hepsini sildim 

bir kaç soru sormak istiyorum:

Olması gerekenden fazla kalınlıkta tel sarmak nelere sebebiyet veriyor ?
örnek olarak: çıkışda 0,50mm tel kullanmamız gerekirken, 0,75 mm kulladık. Akımdan başka ne gibi sorunlar doğurur.

Normalde hesaplama yapıp sardığımızda çıkış voltajını max duty de olacak şekilde sarıyoruz. Geri beslemesi voltaj kontrollü olduğu için, Akım çekildikçe bir düşüm meydana geliyor ve duty artarak dengeleniyor.

Geri beslemenın arızalandığını düşünürsek ki bundan dolayı 5 entegre sizlere ömür Çıkış voltajı aşırı derecede yükseliyor. Neden sorusu var aklımda. Yani 30 khz de çalışan bir sistem bu frekans ve tam duty  (%48 - %48 push pull)  en fazla hesaplanan kadar çıkış voltajı vermesi gerekmezmi ?

Şöyle pekiştireyim. Saç nüveli bir trafo sararken örnek veriyorum: 220 v giriş 40 v çıkış alacağız. Ne olursa olsun 40 v üzerinde çıkış almayız frekans değişmediği sürece bu böyle. Neden aynı şey sm sistemlerde olmuyor ? burada da frekans değeri sabit kalıyor.

Programın yanında sarım hesaplamalarını anlatacaksınız değilmi ? Beceremesek de bilgi sahibi olalım.


------------------

Ekleme:

Bizim standart hesaplamada şöyle bir şey fark ettim. Normalde sac nüveli trafoların hesabında kullandığımız formule ek olarak topolojinin kat sayısını eklerdik. Ama duty değerini hesaplamazdı.

Şöyle bir şey denediğimde doğru sonuç verdiğini fark ettim

çıkış voltajım = 40 v
Bmax = 1500
F = 26 khz
Ac = 0.93 cm2
K = 4
Nüve = EI 33

(40x10^8) / (1500x26000x0.93x4)x(1.020) = 56.24 = 57 Ns

en sondaki 1.020 ise duty değerinden kalan. Max duty 0.480 ise kalan 0.20\'lik payı bu şekilde formüle eklediğimde program ile birebir sonuç aldığımı fark ettim deat time\'ın düşük olduğunu sayarsak. Şu ExcellentIT programı ile kıyas yapıyordum. Belki bir faidesi dokunur.

Olması gerekenden daha fazla kalın tel kullanırsan, kabloların ısınmasına ve bu yüzden güç kaybına yol açacaktır. Fakat bu güç kaybı 0.5mm lik tel kullanman gerekirken 0.75mm kullandığında belki yoksayılabilir. Yüksek frekansda, skin depth dediğimiz deri derinliği yani akımın kablonun ne kadar derinine ineceği formülden hesaplanır. Çıkan değer çapı verir ve en fazla bu çap kalınlığında tel kullanırız. Fazla kalın kullandığımız zaman, telin ortasından akım geçmeyeceği için, orada oluşan voltaj indüklemeleri, kablonun içinde ana akıma ters bi şekilde akım oluşturur ve ana akımı azaltır. Böylelikle hem ana akım azalır hem de kablolar daha fazla ısınır ve güç kaybı oluşur.

Akım çekildikçe voltaj elbette düşecektir, bunun nedeni I X R lik bi voltaj düşümüdür. Bunu da dediğiniz gibi geri besleme dengelemektedir. Geri besleme entegreye ne zamana kadar voltajı artıracağını söyleyen bi komut gibidir. Geri besleme olmazsa, entegre duty cycle ı sonuna kadar açar ve trafonun direk sarımlarına bağlı olarak çıkış voltajını yükseltir. Ne kadar yükseleceği dediğim gibi trafonun sarım oranlarına ve entegrenin ne kadar fazla duty cycle a sahip olduğuna bağlıdır. Zaten duty cycle gereğinden fazla olursa, mosfetlerin de yanması söz konusudur. Çıkış voltajının yükselmesini engellemek için çıkışa aşırı voltaj koruması eklenir. Belli bir eşik değeri verilir onun üstüne çıktığı zaman, entegredeki PWM kapatılır, böylece çıkış 0 a çok yakın bi değerde kalır.

Saç nüveli trafolarda, duty cycle diye birşey yoktur, fakat SMPS ler tamamen duty cycle a bağlıdır çünkü bu duty cycle, çıkıştaki PWM sinyalinin ortalama değerini belirler. O yüzden ki duty cycle hariç herşey sabit tutulmaya çalışır ve sistem sadece duty cycle a bağlı bir sistem olur. Atıyorum giriş sinyali çok düştüğü zaman DC baradaki PWM sinyalinin genliğide düşer ve haliyle çıkışta düşmeye başlar. Fakat geri beslemenin, entegreye vermiş olduğu bi nevi duty cycle ı artır komutu ile duty cycle artar, genişler. Böylece çıkış sekonderdeki PWM sinyalinin genliği düşmüş olsa bile, duty cycle artığı için ortalama değeri sabit kalır.

Programdan kastınız excel sanıyorum, excel haricinde sarım hesaplarını anlatırım. O sorun değil fakat benim kafama takılan, sarım oranlarının kitaptan kitapa değişiyor olması ve yabancı forumlarda bu değerleri yanlış olarak yada az olarak söylemeleri. ExcellentIT programına göre kıyaslama yapınca da az olduğunu farketmiştim. Fakat ben bitirince dediğim gibi programı sizlerle paylaşıcam. Sarımlarda anlatılacak pek bi tarafı yok sadece formüller var bi kaçtane ve aslında o formüllerde nerdeyse aynı yerden yani faraday kanunundan geliyor. Kitapta bile doğru düzgün anlatmıyordu sadece endüktans L değerini seçerken dikkat edilmesi gerektiği yazıyodu genelde. Tabi bunların haricinde yazan şeyler var fakat onları zamanı geldiğinde anlatıcam.

Hesaplamayı neye göre yaptınız bilmiyorum fakat programla aynı çıkması iyi bişey diyebilirim =)

[chf]

bir kaç soru sormak istiyorum:

Olması gerekenden fazla kalınlıkta tel sarmak nelere sebebiyet veriyor ?
örnek olarak: çıkışda 0,50mm tel kullanmamız gerekirken, 0,75 mm kulladık. Akımdan başka ne gibi sorunlar doğurur.

Normalde hesaplama yapıp sardığımızda çıkış voltajını max duty de olacak şekilde sarıyoruz. Geri beslemesi voltaj kontrollü olduğu için, Akım çekildikçe bir düşüm meydana geliyor ve duty artarak dengeleniyor.

Geri beslemenın arızalandığını düşünürsek ki bundan dolayı 5 entegre sizlere ömür Çıkış voltajı aşırı derecede yükseliyor. Neden sorusu var aklımda. Yani 30 khz de çalışan bir sistem bu frekans ve tam duty  (%48 - %48 push pull)  en fazla hesaplanan kadar çıkış voltajı vermesi gerekmezmi ?

Şöyle pekiştireyim. Saç nüveli bir trafo sararken örnek veriyorum: 220 v giriş 40 v çıkış alacağız. Ne olursa olsun 40 v üzerinde çıkış almayız frekans değişmediği sürece bu böyle. Neden aynı şey sm sistemlerde olmuyor ? burada da frekans değeri sabit kalıyor.

Programın yanında sarım hesaplamalarını anlatacaksınız değilmi ? Beceremesek de bilgi sahibi olalım.


------------------

Ekleme:

Bizim standart hesaplamada şöyle bir şey fark ettim. Normalde sac nüveli trafoların hesabında kullandığımız formule ek olarak topolojinin kat sayısını eklerdik. Ama duty değerini hesaplamazdı.

Şöyle bir şey denediğimde doğru sonuç verdiğini fark ettim

çıkış voltajım = 40 v
Bmax = 1500
F = 26 khz
Ac = 0.93 cm2
K = 4
Nüve = EI 33

(40x10^8) / (1500x26000x0.93x4)x(1.020) = 56.24 = 57 Ns

en sondaki 1.020 ise duty değerinden kalan. Max duty 0.480 ise kalan 0.20\'lik payı bu şekilde formüle eklediğimde program ile birebir sonuç aldığımı fark ettim deat time\'ın düşük olduğunu sayarsak. Şu ExcellentIT programı ile kıyas yapıyordum. Belki bir faidesi dokunur.

Retona
 Geri besleme arızalandığı zaman çıkış gerilimi yükseliyor diyorsun. Peki gerilim ne kadara kadar yükseliyor ve sonra sabit kalıyor mu??

[Flatron]

Merhaba
ekte buck converter de bobinin hesabını anlatan TI in appication notu var


işinize yarayacağını zannediyorum

[Retona]

Retona
 Geri besleme arızalandığı zaman çıkış gerilimi yükseliyor diyorsun. Peki gerilim ne kadara kadar yükseliyor ve sonra sabit kalıyor mu??

Geri beslemenin arızalanma sebebini buldum. Geri besleme için aceleden 10-20 k arasında bir pot ile geri besleme yapıyordum. Çıkış voltajım 250-310 v arasıda olduğu için, potun şaseye bağlı kısmında ki direnc değerini, fazla düşürünce gümmmm. bütün yüksek voltaj entegrenin geri besleme pinine akıyor ve entegrenin son anlarında duty %100 oluyor.

Bundan dolayı çıkış yüksüz olduğu için voltajı  fırlayıp gidiyor. Bir yük direnci kullanmamın lazım olduğunu makaleyi okuduktan sonra öğrendim 

Şöyle bir besleme olması gerekiyor anladığım kadarı ile:


Son direnç sayesinde kısa devre meydana gelme olasılığı azalıyor. Zener diyot istenilen voltajdan fazla giriş meydana geldiğinde entegreyi muhafaza edecektir. Temsili olarak çizdim. 

Opto izolatör alıp kullanma imkanı olana ne ala. 0.50 tl lik malzeme için 8 tl havale + kargo ödemek zorunda olanlar için başka yol görülmüyor.

Programdan kastınız excel sanıyorum, excel haricinde sarım hesaplarını anlatırım. O sorun değil fakat benim kafama takılan, sarım oranlarının kitaptan kitapa değişiyor olması...

Cevabınız için teşşekür ederim. Hesapla  push pull topoloji için. Duty değeri max 0.480% iken iki puls arasında bir kayıp zaman meydana geliyordu. bunu formule ekelemenin bir yolunu düşündüm. En sonunda 1.020 olarak ekleyince sonuca ulaştım. Bir kaç deneme yaptım ve aynı sonuçlar olduğunu gördüm. .020 dutyden kalan pay diyebiliriz.

Duty kısıldıkça sargı sayısı artıyordu programda . Program içerisinde bazı nüvelerin ortalama manyetik geçirgenlik değerleri verilmiş. Bu değerler ve frekans üzerinden gidildiğinde aynı sonuçlara ulaşılıyor.

Trafo sarıp denemedim sadece hesaplamada böyle çıkıyor.

[Kemal88]

o kadar yuksek cikis voltajinda kesinlikle optocoupler kullanmalisiniz aksi takdirde bu dediginiz olay gerceklesir ve ayrica trafonun sagladigi izolasyonu kaybetmis olursunuz. geri beslemenin optocoupler ile nasil yapilacagini konuda gostericem. optocouplerin astari yuzunden pahali geldigini sonradan okudum.

eger hic olmazsa cikisa dedigim gibi asiri voltaj korumasi eklersiniz cikisiniz boylece artmaz kapanir. ayrica cikisa dummy load denileb yalanci yuk baglayabilirsiniz buda ani voltaj artmasinin bi nebze azaltacaktir fakat dedigim gibi en iyi yol optocoupler ve asiri voltaj korumasi kullanmaktir.

daha sonra ornek dizaynlar yapacagim, bu sayede daha iyi ogrenebiliriz.

[Kemal88]

MOSFET

Power mosfet yani güç mosfetleri, SMPS lerde en çok kullanılan anahtarlama elemanlarıdır. BJT transistörleri anlatmama sebebim az kullanılıyor olmalarıdır. Mosfetler BJT lerden yaklaşık 10 kat daha yüksek anahtarlama yapabilme kabiliyetleri vardır ve dizaynda kullanılmaları daha kolaydır.

Mosfet voltaj kontrollü bir anahtarlama elemanıdır. Mosfeti sürebilmek için mosfetin, saturation ve cutoff yani doyum ve kesim alanlarında çalıştırılıyor olması gerekmektedir. Bunu yapabilmek için mosfetin gate-source uçları arasına yeterli miktarda voltaj uygulanmalıdır. Gate-source uçları arasındaki voltaj ile yani Vgs ile drain den geçen akım Id arasındaki ilişkiye transconductance yada iki yer arasındaki iletkenlik gibi birşey diyebiliriz.

Elektronları iletme şekline göre iki tür mosfet vardır. Biri p-type yani p tipi mosfet, diğeri n-type yani n tipi mosfettir. Bu iki mosfetin arasındaki fark elektronları iletme şeklinin farklılığıdır. Çok detaya girmeden anlatılacak olursa, n-type mosfetler p-type olanlardan daha hızlıdır. Yani elektronları iletme hızı p-type olanlardan daha hızlıdır. N-type mosfetler çok daha sık kullanılmaktadır.

Birde mosfetlerin iç yapıları yine elektronları taşımak için kullandıkları metod türüne göre ikiye ayrılır. Biri enhancement mode yani artış modu, diğeri depletion type yani tüketim modu mosfetlerdir. Depletion type olanlar güç mosfeti olarak kullanılmamaktadır ve nadiren tek mosfetli düşük güç uygulamalarında kullanılmaktadır. Asıl odaklanmamız gereken n-type enhancement mode mosfetlerdir.

Farkını anlatacak olursak, enhancement mode n-type olanlarda, Vgs gerilimi 0 iken, Ids akımı da 0 olmaktadır. Fakat depletion mode n-type olanlarda ise, Vgs gerilimi 0 iken Ids akımı 0 değildir. 0 yapabilmek için Vgs ye negatif voltaj uygulamak gerekmektedir.



Yukardaki resimde n-type enhancement mode mosfetin saturation, doyum ve cutoff, kesim alanlarını görmektesiniz. Cutoff çizgisinde yani Ids akımının 0 a çok yakın olduğunu görebilirsiniz. Saturation bölgesinde ise, Vgs ye bağlı olarak Ids akımının değiştiğini anlayabilirsiniz. Eğer siz mosfetten max akım geçişi isterseniz o zaman Vgs ye  +5V ile mosfetin izin verdiği max Vgs voltajı arasında gerilim uygulayabilirsiniz. Fakat ideal olarak 5 ile 10-12V yeterlidir diyebiliriz.

Cutoff Region - Kesim Alanı



Resimdeki gibi bir mosfet ve devremiz olduğunu varsayarsak cutoff alanında iken;

1) Vgs voltajı 0 olduğundan dolayı mosfetin Ids tarafı açık devre olarak davranmaktadır. Böylece drain den source kısmına akım geçmeyecektir.
2) Vgs voltajı belli bi eşik voltajı olan Vth değerini geçmediği sürece mosfet cutoff alanında kalacaktır.
3) Ids akımı olmadığı için RL üzerinde voltaj kaybı olmayacaktır böylelikle tüm DC baradaki gerilim yani VDD, direk olarak mosfetin üzerinde kalacaktır. Mosfet seçerken dikkat etmemiz gerekende mosfetin VDS geriliminin uygulanacak DC gerilimden daha büyük olması zorunluluğudur. Ayrıca mosfetin Ids akımının da aynı şekilde en fazla geçecek olan Ids akımından daha büyük olması gerekmektedir.

Saturation Region - Doyum Alanı



1) Vgs voltajı Vth eşik voltajından daha büyüktür.
2) Mosfet tamamen on halinde yani Ids kısmı kısa devre halinde gibidir.
3) İdeal durumda Vds arasında mosfet doyum alanında iken voltaj kalmaz fakat Rdson direncinden dolayı Vds uçlarında voltaj elbette görülecektir. Rdson direnci mosfetin on durumunda olduğu yani Ids akımına izin verdiği durumda iken drain ve source arasında gösterdiği dirençtir. İşte bu direnç mosfetin ısınmasına yol açan dirençtir ve bu direncin küçük olduğu mosfetler seçilmesi ısıya dönüşen güç kayıplarını düşürecektir.

Mosfetin hızı işte bu saturation ve cutoff alanlarına ne kadar hızlı girebildiği ve bu alanlardan ne kadar hızlı çıkabildiğine bağlıdır.

MOSFET Giriş Empedansı ve Miller Efekti

Mosfetin giriş empedansı yani gate ucundaki empedans çok yüksek olmaktadır. Vgs 10V iken, gate akımı nanoamper civarında olabilir.



Tüm mosfetlerin içinde gate-source ve gate-drain arasında belli değerlerde kapasitans vardır. Ayrıca drain-source arası bi kapasitans bulunur. Fakat mosfetin anahtarlama hızını, performansını belirleyen gate-source ve gate-drain kapasitanslarıdır. 

Bu kapasitanslar mosfetlerin datasheetlerinde yazar ve çok önemlidir diyebiliriz. Coss kapasitansı drain-source kapasitansıdır fakat direkt olarak çok fazla bi etkisi yoktur. Ciss ve Crss yani sırasıyla gate-source ve gate-drain kapasitansları daha önemlidir ve hesaplanabilir etkileri vardır. Crss kapasitansının diğer bi adı Miller kapasitansıdır.



Yukardaki grafikte mosfetin dalga formlarını görmektesiniz. Miller kapasitans etkisinden dolayı Ig akımının turn on olurken impulse olarak yani darbeli bi şekilde yüksek akım çektiğini görebilirsiniz.

Gate-source, gate-drain kapasitanslarını da kıyaslayacak olursak, gate-drain kapasitansı yani Miller kapasitansı daha önemlidir. Mosfet on olduğu zaman, yani üzerinden akım geçirmeye başladığı zaman, drain voltajı, gate kapasitansına giden akımla birlikte azalmaya başlar. Drain deki voltajın azalmasıyla birlikte C2 şarj olmaya ve C1 i şarj etmesi beklenen gate akımını da çekmeye başlar. Daha hızlı drain deki voltaj düşümü, daha hızlı ve yüksek bir şekilde gate den akım çekilmesi demektir. Turn on yani açılma sırasında, mosfetin gate empedansı çok düşer. Daha önce dediğim gibi ilk başta fazla akım çekmesinin sebebide budur.

Mosfetin iç yapısı, gate akımını limitlemektedir. Bu yüzden Miller efekti sadece turn on sırasında ve genelde yüksek voltaj uygulamalarında, turn on delay, yani mosfetin açılması sırasında bi gecikmeye yol açmaktadır. IGBT ler daha düşük miller kapasitansına sahiptir.

Gate Akımı Hesaplanması



C1 = Ciss ve C2 = Crss olarak datasheetlerde geçebilmektedir.



dV kısmı 10V olarak yani gate-source arasına verdiğimiz Vgs voltajıdır.

tr = trise süresi diye geçer. Yani mosfetin on oluncaya kadar ki geçen zamandır.

C1 ve C2 lerin birimi faraddır. Vcc = Vdc dir. C2 deki akım, I2, I1 den daha büyük olacağı için I1 ihmal edilebilir.

Ig = I1 + I2

MOSFET Body Diode

Mosfetlerin drain-source uçlarına paralel olacak şekilde, Drain kısmına ters polarlanmış yani reverse biased olmuş şekilde diyot bulunur. Bu diyot mosfetin uçlarında ters gerilimin oluşmasını önlemek içindir. Bu diyot normal rectifier doğrultucu diyotlardan daha hızlı olmasına rağmen schottky hızlı diyotlardan daha yavaştır.

Özellikle half ve full bridge topolojilerinde, motor drive devreleri ve endüktif yükler body diode un yavaşlığından dolayı sorun çıkartabilirler. Bu sorunu ortadan kaldırmak için drain source uçlarına paralel olacak şekilde, drain e diyotun katodu gelecek şekilde bağlanır.



Ayrıca D1 deki diyot gibi seri bi diode body diode a ters gerilim esnasında gelecek akımı önlemek için de kullanılabilir. Fakat bu diyodun da schottky diyot gibi hızlı bi diyot olması gerekmektedir.

[Kemal88]

IGBT



Yukardaki resimde solda IGBT nin iç yapısını ve sağda mosfet ile aynı şekilde eşdeğerini görmektesiniz. IGBT de yer alan BJT nin on olduğu zamanki durumu sağda mosfette sadece diyot ile gösterildiğine dikkat edin. IGBT ler hem mosfet hem de bjt transistörlerin özelliklerini barındırmaktadırlar.

IGBT lerin mosfet ve bjt lere göre üstünlüğü, on sırasında voltaj düşümünün az olması ve yüksek gate direncidir diyebiliriz. Ayrıca birden çok mosfet yada bjt kullanmak yerine tek igbt kullanılabilmektedir.

IGBT Çeşitleri

İki tane IGBT türü vardır bunlar; PT ve NPT IGBT leridir.

PT IGBT leri, iç yapısında N+ katmanı bulunduran IGBT lerdir. NPT olanlar ise bu katman bulunmaz.

NPT igbt leri daha  yüksek VCEon değerine sahiptir. PT olanlar daha yüksek anahtarlama hızına sahiptir. Fakat NPT olanlar PT olanlara göre daha sağlam yapıdadır.

Uygun IGBT Seçimi

1) Yüksek anahtarlama hızı mı yok sağlamlık, dayanıklılık mı önemli ?
2) Maksimum çalışma voltajı nedir ? IGBT max olarak VCEs değerinin %80 inin engellemelidir. Collector-emitter arası max olarak 0.8 x VCEs değeri olmalıdır.
3) PT olan mı yoksa NPT olan mı seçilmeli ? Anahtarlama yüksek hızda olacaksa PT olan daha iyi seçim olacaktır. Fakat aradığınız dayanıklılık ve kısa devreye karşı sağlamlık ise NPT daha iyi bi seçim olacaktır. Fakat SMPS lerde genelde kısa devre dayanıklılığı aranmamaktadır.
4) Akım değeri nasıl seçilmelidir ? Soft switching yani yumuşak anahtarlama olan uygulamalarda IC2 değeri esas alınabilir. Hard switching sert anahtarlamalı uygulamalarda aşağıdaki frekans akım grafiği baz alınabilir.



Quasi resonant, phase shifted full bridge vs gibi devreler soft switch diye geçerler. ZVS tekniği yani zero voltage switching, sıfır voltaj anahtarlama tekniğini kullananlar bu gruba girerler. Diğerleri hard switching olarak geçer. Daha ayrıntılı bilgiyi daha sonra paylaşabilirim.

[Kemal88]

MOSFET ve IGBT Sürme Teknikleri



Arkadaşlar yukardaki resimde çeşitli mosfet ve igbt sürme teknikleri gösterilmiştir.

a,b,c ve d deki sürüş tekniklerinin ne gibi avantaj ve dezavantajları var henüz bilemiyorum. Öğrendiğim zaman buraya yazarım. Tek bildiğim entegrenin çıkış akımı yetersiz kaldığında başvurulabilecek yöntemler olmasıdır.

İzolasyon gereken durumlarda izolasyon trafosu yada gate drive transformer kullanılmak zorundadır. Bu trafonun sarımları genelde 1:1 olur fakat Vgs nin limitleri aşılmadan sarım sayıları değiştirilebilir. C kapasitörünün değeri, mosfetin Ciss kapasitansının en az 10 katı olmak zorundadır. Gösterilen diyot ve direnç mosfetin yanlış tetiklenmesini önlemek içindir. Rg ise gate akımını sınırlandırmak için konulan genelde 3 ile 10R arasında değişen dirençtir.

Bootstrap Tekniği

Mosfet ve igbt leri sürmenin diğer bi yolu ise mosfet, igbt driver entegresi kullanmaktır. Bu entegreler bootstrap kapasitörünü şarj için kullanarak, gate voltajının source voltajından her zaman bootstrap kapasitöründeki voltaj kadar fazla olmasını sağlar. Bu sayede mosfet ve igbt anahtarlaması yapılabilir.



C4 ve C3, VDD beslemesi ile ilgilidir. C4 transient gerilimleri önler, C3 ise beslemenin daha pürüzsüz DC olmasına yardımcı olur. D1, C1 ve C2 bootstrap kapasitörlerini VCC üzerinden, Q2 transistörü her on olduğu zaman, şarj olmasını sağlar. Dikkat ederseniz bootstrap kapasitörleri sadece ve sadece Q2 transistörü on olduğu zaman uçlarına +12V uygulanmaktadır. Bu sayede de şarj olabilmektedir. Şarj olan bu kapasitörlerin voltajı, Q1 i açmak için yani on yapabilmek için kullanılır. Q1 her on olacağı zaman source voltajına bu kapasitörlerdeki voltaj eklenir, böylece gate voltajı her zaman sourcedan kapasitör voltajı kadar fazla olmuş olur. Q1 in source bacağı floating node dur, yani toprağa göre referans alınamayan bir noktadır. Mosfeti on yapabilmek için Vgs voltajı uygulamanız gerekmektedir fakat bu voltaj her zaman mosfetin source bacağına göre + voltaj olmalıdır. Q2 nin source bacağı, besleme ile aynı referans noktasını paylaştığı için Q2 mosfet driver olmadan bile on yapılabilir. Fakat Q1 i on yapmanın iki yolu vardır, biri ir2110 gibi mosfet driver kullanmak diğeri ise yukardaki gibi gate drive transformer kullanmaktır. Mosfet driver da bootstrap kapasitör voltajı mosfeti aktif hale getirmek için kullanılırken, trafo da direk izolasyon sağlandığı için her hangi bi + voltaj ile mosfet kolayca aktif hale getirilebilir.

Bootstrap kapasitörü olarak tek tantal kapasitör yada bir elektrolitik bir seramik kapasitör kullanabilirsiniz. Şemada elektrolitik ve seramik kullanılmıştır. Bootstrap kapasitörünün değeri bildiğim kadarı ile çok önemli değil. Sadece çok büyük yada çok küçük değerde seçmemek gerekiyor. İnternette gördüğüm kadarı ile 30 ile 50kHz arasında 4.7uF ile 22uF arasında değişiyor. Frekans artıkça, kapasitörün değeri de düşmektedir.

İnternette gördüğüm ve denemediğim web tabanlı hesabı da kullanabilirsiniz.

http://www.silabs.com/support/Pages/bootstrap-calculator.aspx

R3 ve R4 e paralel bi schottky diyot ekleyebilirsiniz. Bu diyotlar ve bunlara paralel dirençler yanlış tetiklemeyi önlemektedir. Gate direncine paralel diyot ise, mosfetin daha hızlı deşarj olmasını sağlamaktadır.

Mosfet driverları şemadaki gibi floating node olan durumlarda, h-bridge gibi devrelerde kullanılmaktadır.

Gate Drive Transformer

Bu trafolar daha önce dediğim gibi kontrol katı ile güç katı arasında izolasyon sağlamaktadır. Asıl amaçları izolasyon ve floating node da olan mosfetin anahtarlamasını yapmaktır.



Tam emin olmamakla birlikte, C ile yazılmış olan kapasitörler, gate-source arasında capacitive voltage divider oluşturarak, gate in mosfeti sürerkenki voltajını düşürecektir. Üstteki devredeki unipolar driver çıkışlıdır, C coupling kapasitörleri kullanılmalıdır. Alttaki bipolar da ise kullanılması zorunlu değildir. Ayrıca alttaki şemada ikinci sekonderin noktasının farklı olduğunu yani giriş ile faz farkı olduğuna dikkat edin. Eğer half bridge yada full bridge ise, üstteki mosfet ile alttaki mosfet trafoda faz farkı yaratılarak sürülür böylece kısa devre ihtimali ortadan kalkar.

Driver çıkışları yada entegre çıkışları, eğer single ended yani active turn on, passive turn off devreleri ise, mosfet yada igbt nin off, kapanış zamanı yavaş olacaktır. Fakat totem pole çıkışlar kullanılırsa daha hızlı olacaktır.

Ferrite toroid yada E nüvesi (sanırım ferrite olması yeterli) gate drive transformer olarak kullanılabilir. Hava boşluğu gerekmemektedir. Yüksek geçirgenliği olan başka bi nüve de hava boşluğu olmadan kullanılabilir. Tel olarak kitapta okuduğuma göre 32 ile 36AWG arası tel kullanılmakta. Fakat siz skin depth formülüne göre de kendiniz kablo kullanabilirsiniz. Skin depth formülünü sonra ayrıntılı anlatabilirim. Gerçi çok bi ayrıntısı olmasada önemli bi konu.

Bmax değeri 100 derecede Bsat yani doyum akı değerinin yarısı olmalıdır. Fakat Bmax değeri 1600G ile 2500G arası alınabilir.

Nüve seçimi kitapta yaklaşık 10-15mm olacağı yazıyor fakat neye göre nasıl almış anlam veremedim. Fakat siz gate den çekilen akımı hesaplayarak yada aşağı yukarı tahmin ederek, ilk başlarda verilen WaAc formülünde Po yu kullanarak, nüve seçebilirsiniz.



f = anahtarlama frekansı
Bmax = gauss
Ac = nüve kesit alanı, cm^2

Çıkan sonuç, en yakın tam sayıya yuvarlanmalıdır.

Transformer Winding Techniques - Trafo Sarım Teknikleri

SMPS devresinde trafonun nasıl sarıldığı hangi tekniğin uygulandığı çok önemlidir ki bu tekniğin kötü yada başarısız olması, SMPS in gürültülü ve daha az regülasyonlu olmasına yol açabilir. Yüksek frekans SMPS trafoların tasarımı 50,60Hz lik trafoların tasarımından daha kritiktir. SMPS in giriş voltajı yaklaşık 40V dan fazla ise, o SMPS de trafo kullanma mecburiyeti doğmaktadır.



Yukardaki grafikte iki sarım arasındaki farkları görebilirsiniz. a da, primer ve sekonder sıra ile sarılırken, b de primerin yarısı sarılıp, yarısı sekonderden sonra sarılmıştır. MMF yani magnetomotive force dediğimiz F = NI, tur sayısı x akım, b de a dakinden daha azdır. a da ise F değeri maksimuma çıkmaktadır. b de ise bu nerdeyse ikiye bölünmüş gibidir ve sarımın ortasında ise 0 dır. Bu yüzden b de proximity, skin effect ve leakage inductance olayları daha azdır.



Yukardaki resimde sarımların, yalıtkanlar ile ayrıldığını görebilirsiniz.

Normalde sandviç sarımda, resimdeki gibi primer ikiye bölünmüş ve sekonder ortada bırakılarak sarılır. Bu tek çıkışlı sekonder içindir diyebiliriz. Fakat çok çıkışlı sekonderde, düşük voltaj, yüksek akım ve nispeten sabit yükte çalıştırılacak olan sekonder çıkışlar, nüveye en yakın olacak şekilde sarılır. Bu sefer, primer değil sekonder ikiye bölünür. Sekonderde en çok akımı taşıyacak olan çıkış, nüveye en yakın olacak şekilde sarılır ki böylece sarım uzunluğu nispeten daha kısa olur böylece, daha kısa tel kullandığımız için bakır, copper kayıplarını azaltır. I^2 x R ye harcanan güç azalır. AWG tablosuna bakarsanız, tel uzadıkça bakır kaybı artmaktadır. Nüveye daha yakın olan sarımlar, daha düşük AC voltajına sahiptir yani daha az dalgalanma olur, primerden nüveye ve sekondere olan RFI coupling, eşleşme olayını azaltır. Fakat bölünen sekonderlerin, ampere-turns yani F leri yani sarımları olabildiğince aynı olmalıdır. Aksi takdirde, leakage inducance denilen kaçak endüktans olayı artabilir.

Yukarda gösterilen S1 ve S4 faraday yalıtımı olarak geçebilir, bu yalıtımlar RFI yüksek frekansını önlemek için primerin referans noktasına bağlanır. S2 ve S3 bölmeleri şaseye yada, şebeke toprağına bağlanır. Bu herhangi bir izolasyon hatasında, primer ve sekonderi birbirinden korumak içindir.

Bölünen sarımların değerleri, tur sayıları eşit olmalıdır.



Primer ile sekonderin arası kimi kaynaklara göre minimum 4mm kimi kaynaklara göre 8mm olmalıdır. Ortadaki resimdeki gibi izolasyon kenarlara doğru katlanabilir böylece primer ve sekonderin izolasyonu daha iyi sağlanmış olur. En alttaki resimdeki gibi ortada topraklı bi şekilde bi yalıtkan konulabilir. Anladığım kadarı ile bu, bir iletkenin dışı yalıtılmış birşekilde primer ile sekonder arasına şekildeki gibi konulması ile oluşuyor. Kaynaklarda primer ve sekonder sarımlarının yanlardan her birinden 2mm kadar boşluk bırakılabileceğini böylece okla gösterilen mesafeler arasıda toplamda minimum 4mm olacağını ve daha iyi izolasyon sağlanabileceği yazmaktadır.



Yukardaki resimde ise interwinding capacitance, sarımlar arası kapasitansı azaltmak için gösterilen bi tekniktir. Interwinding capacitance ın fazla olması durumunda, trafodan istediğimiz gücü alamayız. Bunun için sarımları resimde altta ortada gösterilen progressive winding gibi sarmak bu kapasitansı minimuma indirmemize yardımcı olacaktır. 1. ve 2. sarımlar yan yana sarılırken, 3. olan 1 ve 2 nin şekilde gördüğünüz gibi üzerine, ikisinin birleştiği yere sarılmaktadır. 4. ü ise 2 nin yanına sarılmaktadır ve bu böyle devam etmektedir.

Cross regulation ve trafodan daha iyi primer sekonder eşleşmesi, coupling alabilmemiz için birden fazla kullanılacak telinde dikkatli bi şekilde sarılması lazım. Yani primer peak voltajı 40V dan aşağı ise, birden çok teli bir araya getirip, nüveye sarmadan önce kendi aralarında döndürerek primer yada sekonder sarımı için kullanabiliriz. Buna twisted pair winding, döndürülmüş çift sarım denir. Bu teknik coupling olayını maksimuma çıkartacaktır. Diğer sarım ise filar winding dir, bu sarım, iki yada daha fazla telin aynı anda yan yana bitişik şekilde nüveye sarılmasıdır. Fakat bu sarımlar nüveye sarmadan önce kendi aralarında bi önceki sarım gibi döndürülmezler. İki tel yan yana bitişik sarılıyorsa, bifilar, üç tel ise trifilar vs diye adlandırılır.



Yukardaki resimde twisted pair winding görmektesiniz. İki tel sarılmadan önce kendi aralarında döndürülmüş ve daha sonra toroid üzerine sarılmıştır.



Burada ise bifilar winding tekniği kullanılmıştır. İki telin bir arada kalmasını sağlamak için bantla yada başka bir yalıtkan ile telleri bir arada tutmalısınız. Aksi takdirde teller birbirinden uzaklaşabileceği için bifilar winding tekniğinin bir anlamı kalmayacaktır.

Tellerin nüvelere olabildiğince sıkı sarılmaları gerektiğini de unutmamak lazım.

Eğer tabi primer peak voltajı 40V dan fazla ise o zaman primer ve sekonder bölünerek mylar tape yani mylar bandı ile en az 4mm yada 8mm izolasyon sağlanarak sarılmalıdır. Bantın kalınlığını bilirseniz, ona göre 4mm yada 8mm mesafe bırakmanız kolay olur. Burada mylar bantı yerine pressbant yada elektrik izolasyon bantı kullanılsa aynı görevi görür fakat mylar banttan daha fazla sarmamız gerekebilir. Kitap mylar bantı referens kullandığı için ölçüleri o banta göre yapmış.

Örnek Dizayn 1

Örnek olarak, kafamızda daha iyi canlandırabilmek için, çok çıkışlı ve primer de auxiliary winding, ek sarımı olan flyback converter ele alalım.

Primer = 134 tur, Sekonder = 24, 12, 5 ve -12V çıkışlı, sırasıyla 7, 4, 3, 7 tur sarımları olsun. Aux sarımının da 12V, 7 tur olduğunu varsayalım.



Yukardaki resimde görebileceğiniz üzere, interleaving sarım tekniği kullanmıştır çünkü prime peak voltajı şebek voltajıdır ve 40V dan yukardadır. Kitabın yazarı primeri ikiye bölerek, iki sarım haline getirmiş, sekonderi ortaya almıştır. Tam tersi de yapılabilir yani, primer ortaya alınabilir. Fakat hangi teknik daha iyi olur onu deneyip görmek lazım. Bu arada auxiliary winding ise primerde olduğu için direk primere bant kullanılmadan yanına veye üstüne sarılmıştır. Ayrıca primerdeki 134 turun 67, 67 olarak ayrıldığına dikkat edin.



-12V un nasıl sarıldığına resimde görebilirsiniz, -12V da, sarımın noktalı olan yeri çıkışın referans noktasına bağlanmıştır. Nokta olmayan yeri boşta kalıp buradan -12V çıkış alınmıştır.



Yukardaki resimde ise trafonun şemadaki resmi gösterilmiştir. Fakat burada aux winding yanlış yere çizilmiştir. Buradaki aux winding primer kısmında olması gerekmektedir. Zaten şemanın üstündeki resimlerde primer ile aynı yerde nüveye en yakın yere sarıldığına dikkat edin. Başka bi dikkat edilecek konu ise, sekonder çıkışları birbirinden izole değildir. Onun için her sekonder çıkış arası bant ile izolasyon sağlanmamıştır. Sekonderin her çıkışında, her belirlediğiniz tur kadar sardığınızda, trafonun karkas pinine doğru teli dışarı çıkarmalısınız. Bu ayrı sarımları birden çok seri bobin gibi düşünebilirsiniz ve her bobinin uçlarından tel ile karkasın pinine bağladığınızı düşünebilirsiniz.

Örnek Dizayn 2



Burada ise, primer toplamda 76 tur, sekonder ise 5 + 5 tur çıkışlı olarak verilmiştir. Aux ise yine primer kısmında ve 2 turdur. Primer ilk dizaynda olduğu gibi ikiye bölünmüş ve 38, 38 olarak ayrılmıştır.

Sarımın her iki tarafından 2mm boşluk bırakılmıştır. Sekonderde ise folyo sarım kullanışmıştır. Folyo sarımda bildiğim kadarı ile interwinding kapasitans olayı çok az oluyor, tabi başka avantajları da olabilir.



Yukardaki resimden de anlaşılacağı üzere 38 tur ile 2 tur sarımları arasındaki tek izolasyon tellerin kendi izolasyonudur. İzolasyon primer ile sekonder arasında sağlanmıştır. iki 5 turluk sarımlar yine birbirine seri bi şekildedir. Bu çıkışlar arasındada bi tellerin kendi izolasyonu haricinde bi izolasyon yoktur. 5 turluk sarımlar center-tapped, ortak uçlu sarımlardır. Ortak uçlu sarımlar birbirine seri olan sarımlardır.

Örnek Dizayn 3



Resimdeki gibi bir sarıma ihtiyacımız olduğunu, primerdeki sarımlar ve sekonderdeki sarımların tamamen izole olması gerektiği varsayalım.



Bu teknikte ise primer bölünmüştür, sekonderler ortada ve herbiri ile bantla izole olmuştur, Na, aux sarımı ise en yukarda kalmıştır. Auxiliary sarımı ise bi önceki dizaynlarda, primerin içinde olduğunu hatırlayalım. Dediğim gibi kitaptan kitaba, kaynaktan kaynağa bilgiler vs değişebiliyor. Bu durumda bize deneyip en iyisini bulmak kalıyor.

Sarım için aşağıdaki konuda yer alan videoyuda izleyebilirsiniz.

https://320volt.com/elle-etd59-smps-trafo-sarimi/

Yanlışım olabilir, lütfen bulursanız uyarın.